LLC变换器设计详解（CLLC扩展）2

dhhdh · 发表于 2026-10-14 22:24

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第17章 CLLC的增益特性与双向参数设计

CLLC的参数设计比LLC复杂得多，因为需要在正向和反向两个方向同时满足增益和软开关要求。这一章讨论CLLC特有的增益问题和设计折衷。

17.1 正向增益与反向增益的不对称性

CLLC的正向增益曲线与LLC类似：在fr附近增益为1，降低频率增益升高，升高频率增益降低。反向增益曲线在理想对称条件下应当与正向一致，但实际存在两个不对称来源。

第一个来源是寄生电容。MOSFET的漏源电容Coss在谐振腔中扮演了一个“隐性谐振电容”的角色。研究发现，即使是微小的漏源寄生电容，也会导致反向升压增益的显著下降，而且这个影响随谐振频率和Coss的增大而加剧。在轻载条件下，CLLC的增益曲线在高于fr的频率区域会出现非单调现象——增益曲线变得过于平坦，甚至出现局部反转，导致频率控制失效。

第二个来源是谐振腔的不完全对称。由于漏感分布不均、变压器绕组寄生电容不等，正向和反向的等效谐振参数存在偏差。这种偏差在窄增益范围应用中影响较小，但在宽范围双向应用中可能导致某一方向无法满足增益要求。

17.2 对称参数设计法

工程上处理CLLC参数设计的标准流程是“先对称、后补偿”。

第一步：按照LLC的方法确定正向所需的谐振参数。给定高压侧电压VH、低压侧电压VL、额定功率P和主谐振频率fr，先确定变压器匝比n = VH/(2·VL)（全桥结构下为VH/VL），然后用FHA方法计算Lr、Cr和Lm。这一步与第6章的LLC设计流程完全一致。

第二步：将正向参数“镜像”到副边。根据对称条件，副边谐振电感Lr_s = Lr_p/n²，副边谐振电容Cr_s = n²·Cr_p。这样反向的谐振频率和特征阻抗与正向一致。

第三步：验证反向增益。反向工作时的等效电路与正向结构相同，但输入输出角色互换。如果两个方向的电压范围差异很大（例如高压侧400V、低压侧48V，但反向时低压侧可能低至36V），反向所需的升压比可能与正向不同。此时需要引入非对称设计——让副边谐振电容略大于对称值，或者在副边增加一个可切换的并联电容，以增强反向升压能力。

17.3 励磁电感对双向性能的影响

励磁电感Lm在CLLC中承担两个角色：正向时，Lm决定了ZVS的死区充放电电流，Lm越小ZVS越可靠，但环流损耗越大；反向时，Lm折算到副边后变为Lm/n²，参与副边的谐振过程，影响反向增益曲线的峰值高度。

Lm的选择需要在正向ZVS可靠性和反向增益范围之间折衷。一个实用的约束是：正向满载最低输入电压下的ZVS条件要求Lm不超过某个上限；反向最低输出电压下的增益要求Lm不低于某个下限。这两个约束的交集给出了Lm的可行区间。如果交集为空，说明单一Lm无法同时满足双向要求，需要引入辅助手段——例如在原边或副边增加一个小电感来拓宽ZVS范围，或者采用混合控制（频率+相移）来补充增益。

17.4 反向模式的增益限制

CLLC在反向变频控制下只能降压输出，这是一个拓扑固有的限制。原因在于：反向工作时，高压侧变成输出端，低压侧变成输入端。谐振腔的等效增益特性与正向相同，但变压器匝比是固定的。如果低压侧电压过低，即使频率拉到最低，谐振腔的增益也不足以把电压“升”到高压侧所需的水平。

解决这个限制的常见方案有两种。一种是定频+移相混合控制：在定频模式下，通过调节副边H桥的移相角来等效改变谐振腔的输入电压幅值，从而拓展增益范围。另一种是副边并联可切换电容：在反向需要升压时，投入一个额外的并联电容，改变谐振频率和增益曲线形状。前者不增加元件，但控制复杂度高；后者增加元件，但控制逻辑相对简单。

17.5 双向参数设计的一个实例

以3.6kW储能CLLC为例：高压侧VH = 400V，低压侧VL = 48V，P = 3.6kW，fr = 150kHz。

匝比：n = 400/48 ≈ 8.33，取n = 8。

正向LLC参数：取k = Lm/Lr = 5，Q = 0.35，计算得到Lr_p = 36μH，Cr_p = 31nF，Lm = 180μH。

副边对称参数：Lr_s = 36/64 = 0.56μH，Cr_s = 64×31 = 1984nF ≈ 2μF。

副边谐振电感只有0.56μH，这个值非常小，很难用独立电感精确实现——PCB走线的寄生电感就可能接近这个量级。实际设计中，通常让副边漏感充当Lr_s，但需要确保漏感在0.5~0.6μH范围内。如果漏感偏大，可以通过交错绕法减小；如果偏小，可以在副边串联一个小磁珠电感。

副边谐振电容2μF需要承受较大的谐振电流。以3.6kW、48V输出为例，副边电流有效值约为75A（全桥结构下每个桥臂），Cr_s的纹波电流应力相当可观，需要选用多个薄膜电容并联。